MOS管開關(guān)時的米勒效應(yīng)是如何形成的及如何消除米勒效應(yīng)-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2019-05-22
米勒效應(yīng)（Miller effect）是在電子學(xué)中，反相放大電路中，輸入與輸出之間的分布電容或寄生電容由于放大器的放大作用，其等效到輸入端的電容值會擴大1+K倍，其中K是該級放大電路電壓放大倍數(shù)。
雖然一般密勒效應(yīng)指的是電容的放大，但是任何輸入與其它高放大節(jié)之間的阻抗也能夠通過密勒效應(yīng)改變放大器的輸入阻抗。
米勒效應(yīng)在電子電路中，應(yīng)用很廣泛
（1）密勒積分
在集成運算放大器開環(huán)增益A很高的情況下，展寬積分線性范圍，提高運算精度，獲得了廣泛的運用。
（2）用米勒電容補償，消除自激反應(yīng)
由于米勒電容補償后的頻率響應(yīng)，是一種在0dB帶寬不受損失的情況下, 使集成運算放大器沒有產(chǎn)生自激可能品質(zhì)優(yōu)良的“完全補償‘。同時，密勒效應(yīng)使小補償電容可以制作在基片上，從而實現(xiàn)了沒有外接補償元件的所謂“ 內(nèi)藏補償” 。
MOSFET的柵極驅(qū)動過程，可以簡單的理解為驅(qū)動源對MOSFET的輸入電容（主要是柵源極電容Cgs）的充放電過程；當Cgs達到門檻電壓之后， MOSFET就會進入開通狀態(tài)；當MOSFET開通后，Vds開始下降，Id開始上升，此時MOSFET進入飽和區(qū)；但由于米勒效應(yīng)，Vgs會持續(xù)一段時間不再上升，此時Id已經(jīng)達到最大，而Vds還在繼續(xù)下降，直到米勒電容充滿電，Vgs又上升到驅(qū)動電壓的值，此時MOSFET進入電阻區(qū)，此時Vds徹底降下來，開通結(jié)束。
由于米勒電容阻止了Vgs的上升，從而也就阻止了Vds的下降，這樣就會使損耗的時間加長。（Vgs上升，則導(dǎo)通電阻下降，從而Vds下降）
米勒效應(yīng)在MOS驅(qū)動中臭名昭著，他是由MOS管的米勒電容引發(fā)的米勒效應(yīng)，在MOS管開通過程中，GS電壓上升到某一電壓值后GS電壓有一段穩(wěn)定值，過后GS電壓又開始上升直至完全導(dǎo)通。為什么會有穩(wěn)定值這段呢？因為，在MOS開通前，D極電壓大于G極電壓，MOS寄生電容Cgd儲存的電量需要在其導(dǎo)通時注入G極與其中的電荷中和，因MOS完全導(dǎo)通后G極電壓大于D極電壓。米勒效應(yīng)會嚴重增加MOS的開通損耗。（MOS管不能很快得進入開關(guān)狀態(tài)）
所以就出現(xiàn)了所謂的圖騰驅(qū)動??！選擇MOS時，Cgd越小開通損耗就越小。米勒效應(yīng)不可能完全消失。MOSFET中的米勒平臺實際上就是MOSFET處于“放大區(qū)”的典型標志。用用示波器測量GS電壓，可以看到在電壓上升過程中有一個平臺或凹坑，這就是米勒平臺。
米勒效應(yīng)指在MOS管開通過程會產(chǎn)生米勒平臺，原理如下。
理論上驅(qū)動電路在G級和S級之間加足夠大的電容可以消除米勒效應(yīng)。但此時開關(guān)時間會拖的很長。一般推薦值加0.1Ciess的電容值是有好處的。
下圖中粗黑線中那個平緩部分就是米勒平臺。
刪荷系數(shù)的這張圖 在第一個轉(zhuǎn)折點處：Vds開始導(dǎo)通。Vds的變化通過Cgd和驅(qū)動源的內(nèi)阻形成一個微分。因為Vds近似線性下降，線性的微分是個常數(shù)，從而在Vgs處產(chǎn)生一個平臺。
米勒平臺是由于mos 的g d 兩端的電容引起的，即mos datasheet里的Crss 。
這個過程是給Cgd充電，所以Vgs變化很小，當Cgd充到Vgs水平的時候，Vgs才開始繼續(xù)上升。
Cgd在mos剛開通的時候，通過mos快速放電，然后被驅(qū)動電壓反向充電，分擔(dān)了驅(qū)動電流，使得Cgs上的電壓上升變緩，出現(xiàn)平臺。
t0~t1: Vgs from 0 to Vth.Mosfet沒通.電流由寄生二極管Df.
t1~t2: Vgs from Vth to Va. Id
t2~t3: Vds下降.引起電流繼續(xù)通過Cgd. Vdd越高越需要的時間越長.
Ig 為驅(qū)動電流.
開始降的比較快.當Vdg接近為零時,Cgd增加.直到Vdg變負,Cgd增加到最大.下降變慢.
t3~t4: Mosfet 完全導(dǎo)通,運行在電阻區(qū).Vgs繼續(xù)上升到Vgg.
平臺后期，VGS繼續(xù)增大，IDS是變化很小，那是因為MOS飽和了。。。，但是，從樓主的圖中，這個平臺還是有一段長度的。
這個平臺期間，可以認為是MOS 正處在放大期。
前一個拐點前：MOS 截止期，此時Cgs充電，Vgs向Vth逼進。
前一個拐點處：MOS 正式進入放大期
后一個拐點處：MOS 正式退出放大期，開始進入飽和期。
當斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(如驅(qū)動器的輸出電壓)，將會增大電容內(nèi)的電流：
I=C×dV/dt （1）
因此，向MOSFET施加電壓時，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如下圖所示。
在右側(cè)電壓節(jié)點上利用式(1)，可得到：
I
1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt) （2）
I2=Cgs×d(Vgs/dt) （3）
如果在MOSFET上施加?xùn)?源電壓Vgs，其漏-源電壓Vds 就會下降(即使是呈非線性下降)。因此，可以將連接這兩個電壓的負增益定義為：
Av=- Vds/Vgs （4）
將式(4)代入式(2)中，可得：
I1=Cgd×（1+Av）dVgs/dt （5）
在轉(zhuǎn)換(導(dǎo)通或關(guān)斷)過程中，柵-源極的總等效電容Ceq為：
Igate=I1+I2=(Cgd×(1+Av)+Cgs)×dVgs/dt=Ceq×dVgs/dt （6）
式中(1+Av)這一項被稱作米勒效應(yīng)，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時，將會產(chǎn)生米勒效應(yīng)。
Cds分流最厲害的階段是在放大區(qū)。為啥？ 因為這個階段Vd變化最劇烈。平臺恰恰是在這個階段形成。你可認為：門電流Igate完全被Cds吸走，而沒有電流流向Cgs。
注意數(shù)據(jù)手冊中的表示方法
Ciss=Cgs+Cgd
Coss=Cds+Cgd
Crss=Cgd
設(shè)計電源時，工程師常常會關(guān)注與MOSFET導(dǎo)通損耗有關(guān)的效率下降問題。在出現(xiàn)較大RMS電流的情況下, 比如轉(zhuǎn)換器在非連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)下工作時，若選擇Rds(on)較小的MOSFET，芯片尺寸就會較大，從而輸入電容也較大。也就是說，導(dǎo)通損耗的減小將會造成較大的輸入電容和控制器較大的功耗。當開關(guān)頻率提高時，問題將變得更為棘手。
圖1 MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時的典型柵電流
圖2 MOSFET中的寄生電容
圖3 典型MOSFET的柵電荷
圖4 基于專用控制器的簡單QR轉(zhuǎn)換器
圖5 ZVS技術(shù)消除米勒效應(yīng)
MOSFET導(dǎo)通和關(guān)斷時的典型柵電流如圖1所示。在導(dǎo)通期間，流經(jīng)控制器Vcc引腳的峰值電流對Vcc充電；在關(guān)斷期間，存儲的電流流向芯片的接地端。如果在相應(yīng)的面積上積分，即進行篿gate(t)dt，則可得到驅(qū)動晶體管的柵電荷Qg 。將其乘以開關(guān)頻率Fsw，就可得到由控制器Vcc提供的平均電流。因此，控制器上的總開關(guān)功率(擊穿損耗不計)為：
Pdrv = Fsw×Qg×Vcc
如果使用開關(guān)速度為100kHz 的12V控制器驅(qū)動?xùn)烹姾蔀?00nC的MOSFET，驅(qū)動器的功耗即為100nC×100kHz×12V=10mA×12V=120mW。
MOSFET的物理結(jié)構(gòu)中有多種寄生單元，其中電容的作用十分關(guān)鍵，如圖2所示。產(chǎn)品數(shù)據(jù)表中的三個參數(shù)采取如下定義：當源-漏極短路時，令Ciss = Cgs + Cgd；當柵-源極短路時，令Coss = Cds +? Cgd；Crss = Cgd。
驅(qū)動器實際為柵-源極連接。當斜率為dt 的電壓V施加到電容C上時(如驅(qū)動器的輸出電壓)，將會增大電容內(nèi)的電流：
I=C×dV/dt
(2)
因此，向MOSFET施加電壓時，將產(chǎn)生輸入電流Igate = I1 + I2，如圖2所示。在右側(cè)電壓節(jié)點上利用式(2)，可得到：
I1=Cgd×d(Vgs-Vds)/dt=Cgd×(dVgs/dt-dVds/dt)
(3)I2=Cgs×d(Vgs/dt)
（7）式中(1-Av)這一項被稱作米勒效應(yīng)，它描述了電子器件中輸出和輸入之間的電容反饋。當柵-漏電壓接近于零時，將會產(chǎn)生米勒效應(yīng)。典型功率MOSFET的柵電荷如圖3所示，該圖通過用恒定電流對柵極充電并對柵-源電壓進行觀察而得。根據(jù)式(6)，當Ciss突然增大時，電流持續(xù)流過。但由于電容急劇增加，而相應(yīng)的電壓升高dVgs卻嚴重受限，因此電壓斜率幾乎為零，如圖3中的平坦區(qū)域所示。
圖3也顯示出降低在轉(zhuǎn)換期間Vds(t)開始下降時的點的位置，有助于減少平坦區(qū)域效應(yīng)。Vds=100V時的平坦區(qū)域?qū)挾纫萔ds=400V時窄，曲線下方的面積也隨之減小。因此，如果能在Vds等于零時將MOSFET導(dǎo)通，即利用ZVS技術(shù)，就不會產(chǎn)生米勒效應(yīng)。
在準諧振模式(QR)中采用反激轉(zhuǎn)換器是消除米勒效應(yīng)較經(jīng)濟的方法, 它無需在下一個時鐘周期內(nèi)使開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)，只要等漏極上的自然振蕩將電壓逐漸降至接近于零。與此同時，通過專用引腳可以檢測到控制器再次啟動了晶體管。通過在開關(guān)打開處反射的足夠的反激電壓(N×[Vout+Vf])，即可實現(xiàn)ZVS操作，這通常需要800V(通用范圍)的高壓MOSFET?；诎采赖腘CP1207的QR轉(zhuǎn)換器如圖4所示，它可以直接使用高壓電源供電。該轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作時的柵-源電壓和漏極波形如圖5所示。
總之，如果需要Qg較大的MOSFET，最好使反激轉(zhuǎn)換器在ZVS下工作，這樣可以減少平均驅(qū)動電流帶來的不利影響。這一技術(shù)也廣泛應(yīng)用于諧振轉(zhuǎn)換器中。
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