MOSFET管開關電流波形問題及MOSFET基本特性 工作原理詳解-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2019-07-05
1、MOSFET的結構
MOSFET的內部結構和電氣符號如圖1所示；其導通時只有一種極性的載流子（多子）參與導電，是單極型晶體管。導電機理與小功率mos管相同，但 結構上有較大區(qū)別，小功率MOSFET管是橫向導電器件，功率MOSFET大都采用垂直導電結構，又稱為VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。
按垂直導電結構的差異，又分為利用V型槽實現(xiàn)垂直導電的VVMOSFET和具有垂直導電雙擴散MOS結構的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以VDMOS器件為例進行討論。
功率MOSFET為多元集成結構，如國際整流器公司（International Rectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司 （Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。
2、MOSFET的工作原理
截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結J1反偏，漏源極之間無電流流過。
導電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會有柵極電流流過。但柵極的正電壓會將其下面P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子—電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面
當UGS大于UT（開啟電壓或閾值電壓）時，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結J1消失，漏極和源極導電。
MOS管開關電路是利用MOS管柵極（g）控制MOS管源極（s）和漏極（d）通斷的原理構造的電路。因MOS管分為N溝道與P溝道，所以開關電路也主要分為兩種。
1、 P溝道MOS管開關電路
路編輯PMOS的特性，Vgs小于一定的值就會導通，適合用于源極接VCC時的情況（高端驅動）。需要注意的是，Vgs指的是柵極G與源極S的電壓，即柵極低于電源一定電壓就導通，而非相對于地的電壓。但是因為PMOS導通內阻比較大，所以只適用低功率的情況。大功率仍然使用N溝道MOS管。
2、 N溝道m(xù)os管開關電路
NMOS的特性，Vgs大于一定的值就會導通，適合用于源極接地時的情況（低端驅動），只要柵極電壓大于參數(shù)手冊中給定的Vgs就可以了，漏極D接電源，源極S接地。需要注意的是Vgs指的是柵極G與源極S的壓差，所以當NMOS作為高端驅動時候，當漏極D與源極S導通時，漏極D與源極S電勢相等，那么柵極G必須高于源極S與漏極D電壓，漏極D與源極S才能繼續(xù)導通。
MOSFET管開關電流波形問題解析如下：
這里就用MOSFET代替BJT了，所以ids = ic，Vds=Vce，Coss也就是Cds代表輸出電容。簡單來說就是當MOS管一開始導通時輸出電容Coss還保持Vds電壓，隨著Ids電流越來越大，Vds電壓終于保持不住，開始下降。直到管子完全開啟。比較詳細的開啟過程是由Miller Plateau造成的，這里借用了網上一些解釋Miller Plateau的圖，如果有不清楚的就請見諒了。
階段1，Vgs 《 Vth，管子是關斷的，所以Ids = 0，Vds=high，ig充電Cgs。
階段2，Vgs 》 Vth，管子開啟，Ids從0增加到iL被外部電流源電感鉗住，Coss（Cds）上電壓不能突變，保持Vds。
階段3，進入Miller plateau，Vgs 》 Vth，管子仍然保持開啟，Coss開始discharge，Vds電壓開始下降，于此同時Cgd開始被ig充電。Vg保持不變。
階段4，Vd下降到接近0點，ig繼續(xù)給ig充電Cgs和Cgd充電。
階段5，Vg到達gate driver預定的電壓，管子開啟過程完成。
關斷過程和開啟過程類似，也會有Miller plateau效應。
我們可以看到，如果如果MOS管開啟時VDS上有原始電壓，那么MOS開啟過程中就會有Ids和Vds的重疊，那么會帶來Switching Loss。由于Coss上的能量在極短時間內被釋放，電容上能量會損失掉（換算為Loss為0.5*Coss*Vds^2*fs），而且只要是非零電壓開啟（Non Zero Voltage Switching），會給PCB和MOS的寄生電感與電容形成的諧振腔（resonant tank）引入比較大的dv/dt或者di/dt激勵，引起比較大的ringing，甚至超過管子的額定電壓，燒毀管子。
那么我們可以避免這種情況的發(fā)生嗎？答案是可以的，也就是很多人提到的Zero Voltage Switching，雖然會付出一定的代價。我們先看如何能實現(xiàn)軟開關開啟Zero Voltage Switching Turn on。
實現(xiàn)ZVS turn on很簡單，只需要在我們開啟管子前，Vds上的電壓為零就好，這樣Ids和Vds就沒有重疊了，turn on switching loss為零，沒有high di/dt， dv/dt問題，沒有ringing，完美！那么如何實現(xiàn)ZVS turn on呢？個人覺得分兩種情況討論：1為PWM converter，2為resonant converter（諧振變換器）。
一、對于PWM converter，就拿最簡單的兩個管子的half bridge（其實也就是buck converter）做例子。
對于half bridge 實現(xiàn)ZVS turn on，我們希望當上管Q1開啟時電流是流進switching node （vsw）的，也就是圖中電感電流為負值，當下管Q2開啟時我們希望電流是流出switching node （vsw）的，也就是電感電流為正值。為什么這樣就可以實現(xiàn)ZVS turn on了呢？我們就看上管Q1開啟過程。
如果電感電流iL為負，這時候我們先關閉Q2，這時候Q1還未開啟，在這個deadTIme中iL會charge Q2的Coss，使Vsw抬高到Vin，當然不能超過Vin，因為Q1的body diode會導通，鉗位住Vsw到Vin，這時候Q1的Vds就是Vin-Vsw=0，這時候我們開啟Q1就實現(xiàn)ZVS了。同理對于Q2開啟時，如果電感電流為正，那么當我們首先關閉Q1管時，Vsw就會被電感電流拉低到0，因為iL》0， Q2的Coss會discharged到0，然后我們再開啟Q2，就可以達到ZVS了。
這里我有一張其他Topology的PWM converter的波形圖，也和buck工作原理類似，大概可以看看基本原理，也就是電感電流為負時，Q1可以實現(xiàn)ZVS，讓Vsw的ringing比較小。而當電感電流為正時，實現(xiàn)不了ZVS，Vsw的ringing就比較大了。
二， 對于resonant converter，其實道理類似，我們也希望在我們開啟管子前，Vds上的電壓為零。那么對于resonant converter的half bridge，我們希望看到的impedance為inducTIve，也就是感性的，這樣switching node流出的電流I就會滯后于電壓V，現(xiàn)在ZVS turn on。
這是因為如果電流I是滯后與電壓V的，這樣在Q1開啟之前電流I為負值就會charge Q2的Coss，同時discharge Q1的Coss，讓V到Vin，這樣Q1就實現(xiàn)ZVS turn on了。Q2開啟之前，電流I為正，也會discharge Q2的Coss，和charge Q1的Coss，讓V到0，這樣Q2就實現(xiàn)ZVS了。
總結起來，要實現(xiàn)ZVS turn on，對于PWM，需要電感電流為負，而且需要足夠的deadTIme；對于resonant converter，需要impedance為inducTIve，而且也需要deadtime。那么有人可能要問，對于PWM converter到底電感電流為多負？deadtime至少為多少可以保證ZVS？對于resonant converter， impedance 到底為多少？deadtime為多少可以保證ZVS？
要回答這個定量問題，其實是不那么簡單的。對于PWM converter，參考quasi-square-wave
ZVS buck converters，我們是可以畫出state plane，然后根據(jù)state plane圖的幾何關系定量分析出來的，但是非常繁瑣，常常是七八個三角函數(shù)等式求解。所以我個人愚見，在設計上，就讓開關頻率小點，電感值小點，讓電感電流ripple足夠大，能達到負值就差不多了。對于resonant
converter，倒是可以簡單地通過積分方法，算出i與t的積分，讓這個it積分大于Coss上的charge就行。比如已知impedance，算出V與I的phase shift，然后換算成時間td，然后在td上對電感電流進行積分，只要這個積分大于等于Coss*Vin就行了。
說了soft switching， ZVS這么多好處，我們談談soft switching的弊端。對于PWM converter我們可以看到為了實現(xiàn)ZVS，我們減小了電感值，讓電感電流ripple變大，最終達到負值，實現(xiàn)了ZVS，但是付出的代價就是inductor current的RMS值變大，各個元器件的導通損耗（conduction loss）變大，所以我們是犧牲了conduction loss換取switching loss和小ringing。
而且如果輸出電流越大，我們需要實現(xiàn)ZVS的難度更大，需要進一步增大ripple，造成RMS電流進一步增大，很有可能得不償失，造成converter整體效率下降。對于resonant converter，在頻率很高的情況下，有時候需要讓impedance非常inductive，也就是I滯后于V非常厲害才能有足夠的charge q來實現(xiàn)ZVS，這其實也是變相降低了有功功率的傳輸，因為V和I的phase lag比較大，造成了converter的circulating current比較大，RMS電流值增大，也是增大了conduction loss。
所以在設計或者考慮ZVS等soft switching時需要對系統(tǒng)有個整體loss的把握，在conduction loss和switching loss之間做好trade-off，這樣才能設計出效率最高，最棒的converter。
漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關系稱為MOSFET的轉移特性，ID較大時，ID與UGS的關系近似線性，曲線的斜率定義為跨導Gfs MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區(qū)（對應于GTR的截止區(qū)）；飽和區(qū)（對應于GTR的放大區(qū)）；非飽和區(qū)（對應于GTR的飽和區(qū)）。
電力 MOSFET工作在開關狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間來回轉換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時器件導通。電力 MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，對器件并聯(lián)時的均流有利。
開通過程；開通延遲時間td(on) —up前沿時刻到uGS=UT并開始出現(xiàn)iD的時刻間的時間段；
上升時間tr— uGS從uT上升到MOSFET進入非飽和區(qū)的柵壓UGSP的時間段；iD穩(wěn)態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負載電阻決定。UGSP的大小和iD的穩(wěn)態(tài)值有關，UGS達到UGSP后，在up作用下繼續(xù)升高直至達到穩(wěn)態(tài)，但iD已不變。開通時間ton—開通延遲時間與上升時間之和。
關斷延遲時間td(off) —up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，uGS按指數(shù)曲線下降到UGSP時，iD開始減小為零的時間段。下降時間tf— uGS從UGSP繼續(xù)下降起，iD減小，到uGS關斷時間toff—關斷延遲時間和下降時間之和。
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